Teorie zesilovače podla Pavla Dudka

Autor textu: Pavel Dudek (duben 2001)

Předkládám Vám zde poněkud obsáhlejší pojednání, které jak věřím Vám pomůže blíže pochopit problematiku navrhování a konstrukce moderních výkonových zesilovačů, nebo alespoň snadnější orientaci na trhu těchto přístrojů.

( Pavel Dudek, listopad 1997 )
 
 
Základní parametry zesilovače výkonu
Výstupní výkon 
Otázku, jaký výkon zesilovače zvolit je nutno upřesnit o požadavek, jak "věrnou" reprodukci potřebujeme, jinými slovy, jakého maximálního akustického tlaku v daném poslechovém prostoru potřebujeme dosáhnout.Chceme-li např. reprodukovat symfonický orchestr v plné dynamice, musí být reprodukční řetězec schopný dodat maximální akustický tlak asi 115 až 120 dB a totéž samozřejmě platí i pro reprodukci hudby populární (hlavně její rockové formy). Protože jsou známy typické citlivosti reproduktorových soustav, tj. asi 85 až 90 dB/1 W pro "domácí" soustavy, asi 95 dB/1 W pro kvalitní studiové soustavy a asi 100 až 105 dB/1 W pro ozvučovací soustavy, lze snadno spočítat nutné výkony. Potřebné výstupní výkony jsou proto asi 100 až 200 W pro první případ, 30 až 50 W pro druhý a 10 až 20 W pro třetí. Údaje platí pro vzdálenost 1 m a protože platí, že akustický tlak klesá se čtvercem vzdálenosti, musíme druhý i třetí případ brát jen teoreticky, neboť zde bývají poslechové vzdálenosti větší a zesilovač musí být proto patřičně výkonnější. 
Zesilovače o výkonu 100 W/kanál lze proto považovat pro špičkovou domácí reprodukci jako naprosté minimum. Některým z Vás to může připadat jako přehnaný požadavek, je třeba si ovšem uvědomit, jaká je dynamika běžné "hudební konzervy". Při normálně komprimované nahrávce jsou dynamické špičky signálu zpravidla asi 10 až 15 dB nad střední úrovní záznamu. U digitálního záznamu, který má větší využitelnou dynamiku, mohou být tyto špičky i vyšší (záznam není třeba tolik komprimovat). Bude-li tedy 100 W zesilovač schopen tento signál přenést bez limitace, bude střední hodnota výstupního výkonu jen asi 1 W! Vybavíte-li zesilovač indikátorem limitace, který bude detekovat i velmi krátké špičky, budete překvapeni, při jak malé subjektivní hlasitosti bude u zesilovače 100 W indikovat. Požadavek přenesení velké dynamiky signálu vede proto ke konstrukcím zesilovačů o výkonu 300 až 500 W na kanál, nebo zesilovačů speciálně řešených tak, aby jejich hudební výkon byl 3 až 5 krát větší než výkon jmenovitý.
 
Zkreslení
Žádný zesilovač není ideální, každý více či méně zkresluje. Zkreslení jsou různého druhu a na každé z nich je lidské ucho jinak citlivé. Nejméně citlivé je na zkreslení tvarové (harmonické), záleží ovšem nejen na absolutní velikosti tohoto zkreslení, ale i na poměru jednotlivých harmonických složek. Zdá se, že ucho není příliš citlivé na nižší harmonické kmitočty (2. a 3. h.k.), neboť je vnímá jako “přirozený“ signál, což někdy vede při poslechovém testu k paradoxní situaci, že zesilovač takto zkreslující je hodnocen lépe než zesilovač se zkreslením třeba o jeden až dva řády nižším. Zesilovače elektronkové, mající zpravidla tento druh zkreslení dominantní, bývají proto často hodnoceny jako “muzikální“ a “teple znějící“, což ovšem nemá s “věrnou“ reprodukcí nic společného. 
Vyšší harmonické vnímá ucho již výrazněji a libé mu nejsou, proto zesilovač, který zkresluje spíš vyššími harmonickými, je poslechově hodnocen hůře než jeho protivník, jehož zkreslení je sice třeba absolutně větší, je ale tvořeno nižšími harmonickými. 
Zkreslení intermodulační – zpracovává-li více kmitočtů naráz (což je samozřejmě případ hudby), dochází vlivem nelinearity zesilovacích součástek ke směšování (sčítání a odečítání)) těchto kmitočtů. Výsledné produkty nemají harmonický charakter a ucho je vnímá proto velmi citlivě. 
Zkreslení přechodové – vzniká u zesilovačů třídy B a AB. Nemá harmonický charakter a protože bývá zpravidla dominantní složkou zkreslení, je na ně ucho velmi citlivé. Popis vzniku uvedu dále. Podobný charakter má, subjektivně vnímáno, i zkreslení při “lehké“ limitaci výstupního signálu. 
Zkreslení tranzientní – vzniká u vícestupňových zesilovačů (což jsou vlastně všechny výkonové zesilovače), svázaných celkovou zpětnou vazbou, když při návrhu zapojení nebyla respektována různá rychlost jednotlivých zesilovacích součástek. Přesný popis vzniku uvedu dále. 
 
Rychlost přeběhu (Slew rate – SR) 
Rychlost přeběhu zesilovače vyjadřuje maximální dosažitelnou změnu velikosti výstupního napětí za danou časovou jednotku. Bývá zpravidla udávána ve voltech za mikrosekundu. Tento údaj vlastně nepřímo vyjadřuje výkonovou šířku pásma zesilovače, případně i fázový posuv na horním konci přenosové charakteristiky. Obecně platí, že čím má zesilovač větší výkon, neboli čím je větší výstupní napětí, tím by měl mít rychlost přeběhu větší. 
 
Odstup 
Zavedení digitálního záznamu, zvláště pak jeho dosažené odstupy, si vynutilo zvýšenou pozornost na tento parametr i u výkonových zesilovačů. Protože ale nominální citlivosti těchto stupňů nebývají veliké, nečiní dosažení srovnatelného odstupu zpravidla potíže. Při vlastním konstrukčním návrhu jsou nejčastěji problémy s odstupem brumu, ať již indukovaným nebo vzniklým díky zemním smyčkám. Zásady správného návrhu popíšu dále. 
 
Vstupní impedance 
Vstupní impedance výkonových zesilovačů se postupně během let snižovala. Původní velikosti řádu stovek kiloohmů až jednotek megaohmů se ukázaly jako zbytečně velké a přinášející spíše problémy (zesilovač je více citlivý na indukovaný brum a průnik vysokofrekvenčního signálu). Nynější typické hodnoty jsou proto řádu jednotek až desítek kiloohmů (doporučená hodnota IEC je 10 kohm), v některých případech i menší (až 50 ohm). Souvisí to se zkvalitňováním předzesilovacích stupňů, zejména se zavedením monolitických operačních zesilovačů, jejichž výstupní impedance je velmi malá a není proto problém, aby pracovaly do malé zátěže. 
 
Výstupní impedance 
Výstupní impedance moderních zesilovačů je velmi malá, typicky až jednotky miliohmu. Výrobci je někdy uváděna jako faktor tlumení (damping factor), což je vyjádření poměru mezi výstupní a zatěžovací impedancí. Je kmitočtově závislá, směrem k vyšším kmitočtům se zvětšuje. 
 
Druhy provozu, třídy zesilovačů 
Základním druhem provozu zesilovače je třída A, kdy je pracovní bod zvolen tak, aby klidový proud koncového stupně byl roven maximálnímu výstupnímu proudu. Výstupní součástky proto pracují s velkou trvalou ztrátou, účinnost zesilovače je malá, což je ovšem jeho jediná nevýhoda. V tomto pracovním režimu zcela odpadá přechodové zkreslení, výkonové součástky pracují v oblasti velkých proudů, mají proto dobrou linearitu a jejich vlastní zkreslení je proto malé. Napájecí napětí v závislosti na vybuzení nekolísá, budící stupeň může mít stabilizované napájení, což je výhodné z hlediska odstupů a zkreslení. Zesilovače takto řešené jsou ovšem velmi nákladné, neboť musí mít podstatně více dimenzované síťové transformátory a mnohem větší filtrační kapacity ve zdroji. Mnohem rozměrnější (a tím i dražší) musí být i použité chladiče. Tato koncepce zvítězila proto jen u těch opravdu nejdražších přístrojů. 
Mnohem lepší účinnost mají zesilovače pracující ve třídě B, popřípadě AB. Nevýhodou je ovšem vznik přechodového zkreslení, jehož eliminace je velmi obtížným problémem. 
S elegantním řešením, které spojilo výhody třídy A (přechodové zkreslení) a třídy B (účinnost), přišla před asi patnácti lety firma Treshold. Jejich koncepci, nazývanou třída A+, nebo také Stasis, převzaly po zakoupení licence (asi velmi drahé) i firmy Technics a Nakamichi. Princip zapojení (obr. 1) je v podstatě velmi jednoduchý.
 
V zesilovači jsou dva zdroje napájecího napětí. Velkým napětím je napájen napěťový zesilovač prvního stupně a výkonový zesilovač druhého stupně. Malým napětím je napájen proudový zesilovač (výstupní obvody) prvního stupně. Zdroj malého napětí nemá uzemněný střed, který je místo toho zapojen na výstup druhého výkonového zesilovače. Zesilovač proudu pracuje ve třídě A, nemá proto přechodové zkreslení, ale protože je napájen jen malým napětím, je ztrátový výkon malý. Střed zdroje malého napětí je soufázově se vstupním signálem “posouván“ výstupem druhého výkonového zesilovače, který pracuje v třídě B, jinými slovy, zdroje malého a velkého napětí jsou vlastně zapojeny do série, takže výstupní napětí prvního zesilovače je stejné jako výstupní napětí zesilovače druhého a není limitováno malým napájecím napětím proudového zesilovače. Podmínkou je ovšem zcela přesná fázová charakteristika obou zesilovačů. Výsledkem je jen nepatrně zhoršená účinnost oproti třídě B, nevýhodou je větší složitost zapojení a větší (vlastně dvojnásobné) náklady. Většímu rozšíření (kromě cenových důvodů) pravděpodobně zabránila licenční politika autorské firmy. 
Jinými způsoby řešení eliminací přechodového zkreslení se zabývali především japonské firmy. Principy zpravidla spočívaly v zavedení lokálních zpětných vazeb, kladných, záporných i kombinovaných, měnících klidový proud nesymetricky v obou větvích zesilovače. Problematika je dosti složitá, nebudu se o ní podrobněji rozepisovat (ostatně se ani necítím dostatečně znalým). 
Za nejlepší princip osobně považuji obvodové řešení v angličtině označované jako “error correction“, jehož autor není Japonec, ale Angličan, pan Hawksfort. Jeho články a myšlenky jsou vždy naprosto dokonalé a doporučuji proto se na toto jméno v dostupné literatuře soustředit. Chybová korekce spočívá v použití lokální zpětné vazby, eliminující přechodové zkreslení v samotném místě jeho vzniku, tj. ve výstupním a budícím obvodu. Popisované řešení je natolik účinné, že zmenší toto zkreslení minimálně o jeden řád. 
Požadavek zvětšení hudebního výkonu vedl ke konstrukcím zesilovačů označovaných jako třída G. Princip je odvozen ze statického vyhodnocení přirozeného hudebního signálu, jinými slovy vyhodnocení poměru střední a špičkové úrovně, případně časovým rozložením špičkových úrovní. Vychází se při něm z poznatku, že špičky “ční“ ze signálu poměrně osamoceně a že je proto zbytečné zesilovač dimenzovat na sinusový výkon jejich úrovně, když střední hodnota je mnohem nižší. Zesilovač je proto řešen tak, že jeho koncové tranzistory jsou zapojeny do série a do série jsou zapojeny i napájecí zdroje (v každé větvi). Při malých výstupních úrovních je energie čerpána ze zdroje s nižším napětím a výstupní proud prochází jen spodním tranzistorem. Při vyšším výstupním napětí se otevře i tranzistor horní a energetická špička je čerpána ze zdroje vyššího napětí. Tento zdroj musí mít proto velkou filtrační kapacitu (akumulátor energie), ale vinutí napájecího transformátoru může mít jen malý průřez, neboli velký vnitřní odpor. Prodleva mezi špičkami je dost velká, proto dovolí znovu nabít filtrační kondenzátor. Síťový transformátor může proto být malý a laciný. Při přechodu do sepnutí vyššího napájení vzniká ale bohužel jisté zkreslení, které je podobné zkreslení přechodovému. Není sice tak slyšitelné, neboť je maskováno větší úrovní, ale právě z tohoto důvodu zesilovače řešené popsaným způsobem do vyšší kategorie nepronikly. Ze známých firem používá tento princip například firma Carver, která navíc používá v napájecím zdroji ještě jednu “fintu“, o které se ale zmíním dále. 
Posledním řešením je spínací zesilovač se šířkovou modulací. Princip je myslím dostatečně znám, nebudu jej proto popisovat. Výhodou je vysoká energetická účinnost a ní plynoucí malé rozměry přístrojů, čehož se s výhodou využívá u mobilních ozvučovacích aparatur. Nevýhodou jsou problémy s dostatečným odstíněním vf vyzařování, které tyto přístroje produkují, případně i relativně velké zkreslení na vysokých kmitočtech. Princip bude pravděpodobně v budoucnosti dále rozvíjen, až budou k dispozici výkonové spínače s ještě kratšími spínacími časy. 
 
Vlastní obvodová řešení
Výkonový zesilovač má zpravidla blokové schéma na obr. 2.
 
Prvním stupněm je vstupní zesilovač, řešený zpravidla jako diferenciální, druhým stupněm je napěťový zesilovač, dalším obvod pro nastavení a stabilizaci klidového proudu koncového stupně. Následuje pojistka pro omezení maximálního výstupního proudu a konečně vlastní zesilovač proudu. Celý zesilovač je pak svázaný napěťovou nebo proudovou zpětnou vazbou. 
 
Vstupní zesilovač 
Hlavní požadavky na vstupní zesilovač výkonového stupně jsou zhruba následující: dobrá linearita a potlačení soufázové složky, vysoká rychlost, teplotní stabilita. Z běžných zapojení těmto požadavkům nejlépe vyhoví diferenciální zesilovač osazený bipolárními křemíkovými tranzistory s velkým zesilovacím činitelem, o něco méně vhodné jsou tranzistory řízené polem a to ještě jen ty typy s velkou strmostí. 
Linearita diferenciálního zesilovače osazeného moderními křemíkovými tranzistory zpravidla vyhovuje, ale pro opravdu nejvyšší nároky lze tento parametr vhodným zapojením dále vylepšit, jak je velmi podrobně popsáno v [3]. 
Pro dobrou rychlost tohoto stupně volíme vhodný pracovní bod neboli spíše větší pracovní proud (řádově jednotky mA). Zvětšuje se tím zpravidla i šum, ale to při dané citlivosti výkonového zesilovače moc nevadí. 
Mnoho moderních výkonových zesilovačů používá tzv. celosymetrické zapojení, tj. zesilovací řetězec není komplementární jen ve výstupní a budící části, ale i v předchozích stupních. Toto řešení má jednu velkou výhodu. Vstupní rozkmitové stupně pracují sice s tranzistory komplementárními a jsou proto z hlediska ss napětí zapojeny v sérii, protože ale pracují v třídě A, z hlediska střídavého signálu pracují paralelně. Použijeme-li proto na patřičných zrcadlových místech součástky se stejnými parametry, bude tímto způsobem velmi dobře potlačeno vzniklé zkreslení, neboť to se sečtením signálu obou větví vyruší. 
Jako vstupní zesilovač je možné použít i dobrý monolitický operační zesilovač. Zdůrazňuji dobrý zesilovač, s vlastním zkreslením řádu tisícin procenta a menším. 
 
Napěťový zesilovač 
Úkolem napěťového zesilovače je zesílení vstupního napětí na úroveň potřebnou k plnému otevření výkonových tranzistorů. Musí být navržen tak, aby měl dobrou linearitu, vysokou rychlost přeběhu a malou výstupní impedanci. Spolu se vstupním zesilovačem musí mít tento stupeň vysoký zisk naprázdno, případně i velkou šíři přenášeného pásma. Podmínku vysokého zisku naprázdno lze snadno splnit na nízkých kmitočtech. Se zvyšováním kmitočtu ovšem narůstají problémy. Zatěžovací impedance následujícího stupně nemá pouze reálnou složku, ale také velkou složku kapacitní (kapacita přechodů BE, kapacita plošných spojů). Současně se začnou uplatňovat i zpětnovazební (Millerovy) kapacity samotného napěťového zesilovače. Výsledkem je postupný pokles zisku směrem k vyšším kmitočtům; rezerva smyčky záporné zpětné vazby se začne zmenšovat a narůstá proto zkreslení. 
Nesmírně důležitým parametrem kvalitního nf zesilovače je jeho chování v limitaci. Tuto problematiku musíme probrat detailněji., neboť si osobně myslím, že to je jedna z hlavních příčin, proč jsou mezi zesilovači zjistitelné poslechové rozdíly.. 
Vycházejme z předpokladu, že každý výkonový zesilovač občas pracuje v limitaci. Co se v té chvíli stane: Zesilovač je sestaven z několika funkčních celků, které mají různý mezní kmitočet. Vstupní a rozkmitové stupně jsou osazeny tranzistory s mezním kmitočtem o jeden až dva řády vyšším než mají tranzistory výkonové. Při limitaci ve vnitřní struktuře zesilovače začne zpravidla nejprve limitovat výkonový stupeň. Protože tím okamžitě ztratí schopnost řízení, zesilovač se začne chovat tak, jako by byla rozpojena zpětná vazba. Zesílení se prudce zvětší, do limitace se dostane i rozkmitový stupeň, jehož bázový přechod je nyní buzen předchozím stupněm do hluboké saturace, do hluboké saturace se proto dostane i výkonový stupeň. V okamžiku, kdy se změní polarita vstupního signálu, jsou bázové přechody všech stupňů přesyceny nosiči nábojů, jejichž rekombinace je ale různě dlouhá, z limitace se nevracejí ve stejný okamžik a nejdelší dobu to trvá právě výkonovému tranzistoru. Tento jev lze částečně potlačit vnitřní kmitočtovou kompenzací rozkmitového stupně a to buď přímo v něm, nebo zavedením zpětné vazby přímo do vstupního zesilovače. Tento způsob není ale nikdy dokonalý a navíc, což je velmi špatné, zmenšuje zisk naprázdno na vysokých kmitočtech, čímž prudce vzrůstá zkreslení. Saturace ve vnitřní struktuře zesilovače se projeví oním typickým “odtržením“ a zákmity při odběhu z limitace. Toto zkreslení nemá harmonický charakter, perioda zákmitu je dána dobou rekombinace a velikostí různých vnitřních kapacit, lidské ucho je na ně proto velmi citlivé. Subjektivně si ani nemusíme uvědomovat, že zesilovač limituje, vždyť “máme k dispozici tak velký výkon a hrajeme tak potichu“, ale opak je pravdou – viz úvod (při velmi malých hlasitostech se uplatní zase přechodové zkreslení, ale o tom až dále). 
Osobně si myslím, že proto se tak líbí elektronkové zesilovače, neboť zde se popsaný jev zdaleka tak neuplatní. Tyto zesilovače pracují s podstatně menším ziskem naprázdno, všechny stupně jsou přibližně stejně rychlé a je jich méně. Polem řízené prvky nemají saturaci, mají proto velmi krátké rozpínací časy. Převodní charakteristika elektronek je v kraji navíc velmi zakřivená, limitace není proto ostrá, ale zakulacená, což má ucho rádo. Také výstupní transformátor nepřenáší dobře vysoké kmitočty, čímž se tento jev dále potlačí. 
Nepochopení problematiky vede nyní různé výrobce k tomu, aby konstruovali zesilovače s malým ziskem naprázdno a z toho plynoucí malou nebo i žádnou celkovou zpětnou vazbou. Protože se od elektronkových zesilovačů jaksi odvodilo obecné povědomí, že “malá vazba = pěkný zvuk“, uvádějí to výrobci i u takto řešených zesilovačů tranzistorových, což i patřičně v reklamě zdůrazňují. Pravda je ovšem ta, že tyto zesilovače mají díky tomu o jeden až dva řády větší základní zkreslení a i další nectnosti, jako například špatnou stejnosměrnou stabilitu. 
Řešení problematiky je po pochopení problému prosté a elegantní. Je totiž nutné zabránit saturaci výstupních tranzistorů, případně potlačit hlubokou saturaci rozkmitového stupně. Saturaci koncového stupně můžeme zabránit dvěma způsoby. Prvním je napájet je vyšším napětím než stupně předchozí, druhým (který je v podstatě jen variantou prvního) zkonstruovat zesilovač tak, aby limitoval dříve stupeň rozkmitový. Snazší a lacinější je druhý způsob. Oba způsoby sice nepatrně zhorší účinnost, ale to prakticky vůbec nevadí. 
Potlačení saturace rozkmitového stupně lze elegantně vyřešit zavedením nelineární zpětné vazby, jak je naznačeno na obr. 3.
 
Při malých úrovních výstupního signálu se dioda v obvodu nijak neuplatní (jen její parazitní kapacita, ale ta je zanedbatelně malá). Ve chvíli, kdy se ale kolektorové napětí T3 přiblíží napětí UB , dioda se otevře a zesílení se téměř skokově zmenší. Stejnou měrou se zmenší i zesílení celého zesilovače, nedojde proto k saturaci ani následujícího stupně. Výsledkem jsou zcela perfektní průběhy při odběhu, navíc ještě je limitace podobná přístrojům elektronkovým, neboť dioda má v propustné směru charakteristické “koleno“. 
Během let jsem vyzkoušel mnoho variant vstupních a rozkmitových obvodů, nesymetrických i symetrických. Nesymetrická řešení jsem nakonec opustil, neboť při opravdu detailním zkoumání zjistíte, že nemají symetrické náběžné hrany v obou půlperiodách (zesilovač nemá symetrický SR), což je způsobeno různým vlivem zpětnovazební (Millerovy) kapacity při měnícím se kolektorovém proudu rozkmitového stupně. 
Nejlepší řešení jsem nakonec nalezl v [4], případně v [5] a [6]. Zapojení z uvedených publikací jsem ještě dále vylepšil o výše zmíněnou nelineární zpětnou vazbu, takže výsledkem je podle mého názoru zcela špičkový vstupní a rozkmitový stupeň.
Základní zapojení ukazuje obr. 4. Pracovní body tohoto stupně vypočteme následovně:
 
1) zvolíme proud I0 (např. 2 mA) 
U1 = (I0/2) * R1 
U2 = (I0/2 + I2) * R2 
ze vztahu U1 = U2 plyne: R1/R2 = (I2 + I0/2) / (I0/2) = I2 + 1
 
Zvolíme-li např. pracovní proud I2 = 10 mA, vyplývá z toho, že R1/R2 = 10 + 1, nebo-li R2 = R/11. 
Proud I2 volíme jako kompromis mezi dobrou linearitou a nízkou výstupní impedancí na jedné straně a ztrátovým výkonem T4 na straně druhé. Poměr proudů I1 ku I2 volíme asi 1 : 5 až 1 : 10 (podle toho volíme odpor rezistoru R3). Odpor rezistoru R1 volíme tak, aby napětí UCE tranzistoru T3 bylo asi 3 V.
 
Tranzistor T3, zapojený jako emitorový sledovač, zmenšuje zatížení kolektorového obvodu T1 (zvětšení zisku naprázdno). Tento stupeň musí být osazen velmi rychlím tranzistorem, z našich typů vyhoví prakticky všechny spínací typy KSY, i když zapojení samozřejmě pracuje i s tranzistorem KC (BC). Na místě T4 je vhodné použít rychlé vysokonapěťové "video" transistory, např. KF469/KF470, BF469/BF470 nebo BF471/BF472 atd.. 
R4C1 v kolektorovém obvodu T1 poněkud zmenšuje zisk zesilovače na velmi vysokých kmitočtech a zlepšuje proto jeho stabilitu. Stejnou funkci mají C2, C3 a C4. Jejich kapacita je ovšem oproti běžně používaným několikanásobně menší, ale zesilovač je přesto velmi stabilní (díky antisaturačním diodám). 
Antisaturační obvod jsem dále vylepšil přidáním D1 a D2 (na jejich místě je možné použít jedinou LED-červenou). Jejich použitím se posune otevření D3, což dovede funkci tohoto obvodu k naprosté dokonalosti. 
 
Výstupní obvody 
Úkolem výstupního obvodu je výkonové zesílení napětí dodávaného rozkmitovým stupněm. Nároky na tuto část zesilovače jsou značné. Výkonové součástky musí pracovat s velkými proudy i napětím, navíc ve velkém rozsahu teplot. Probereme si nyní podrobněji vlastnosti všech součástek, použitelných na tomto místě. 
 
Elektronky 
Elektronky mají sice jisté výhody (viz předchozí statě), mají ale jednu velikou nevýhodu. Díky relativně malé emisní ploše katody je jejich maximální anodový proud malý, což vede při standardních zatěžovacích impedancích k nutnosti paralelního řazení více systémů nebo k použití výstupního transformátoru. Vyrobit ovšem transformátor velkého výkonu s dobrou přenosovou charakteristikou řádu řádu desítek kilohertz je velmi obtížný problém. Další nevýhodou je neexistence “komplementárního prvku“ a malá účinnost zesilovače jako celku (velké žhavící příkony).
 
Bipolární výkonové tranzistory 
Bipolární výkonové tranzistory jsou nejčastěji používanými součástkami. Sortiment vyráběných typů je nesmírně široký a neklade proto prakticky žádná omezení, samozřejmě kromě cenových. Špičkové typy mají ztrátový výkon 150 až 250 W, závěrné napětí 200 V i více, povolený kolektorový proud 20 až 30 A a mezní kmitočet až 50 MHz. 
Nevýhodou bipolárních tranzistorů je jejich kladný koeficient kolektorového proudu v závislosti na teplotě při konstantním napětí UBE.Tuto závislost je nutné při vlastním návrhu respektovat, což vede k použití různých teplotních vazeb, bez nichž je zesilovač většího výkonu zcela jistě autodestrukční (klidový proud se zvětšuje až do samotného zničení tranzistoru). Další nevýhodou je relativně malá bezpečná pracovní oblast (safe operating area – SOAR). Tento parametr uvádějí výrobci u každého konkrétního typu tranzistoru a podle něho lze určit maximální proudové zatížení při určitém napětí UCE , případně i jeho časové omezení. Z grafu typického výkonového tranzistoru lze vyčíst, že při velkých napětích UCE je povolený kolektorový proud menší, než by odpovídalo prostému výpočtu odvozenému z katalogové kolektorové ztráty. Proč tomu tak je: vlivem nehomogenity ve vnitřní struktuře se zvětšuje v místech lepší vodivosti proudová hustota. Díky kladnému teplotnímu koeficientu má v těchto místech proces tendenci proběhnout lavinovitě, čímž se tranzistor zničí. Rychlost procesu se zvětšuje se zvyšováním napětí UCE , případně koreluje s délkou trvání proudového impulsu. Zesilovače středního a většího výkonu, tedy obvody pracující s vyšším napětím, se musí proto navrhovat i s ohledem na tento parametr (volba typu výkonového tranzistoru), jinak řečeno, musíme výkonové tranzistory zdánlivě velmi předimenzovat nebo použít modernější typy s vylepšenou SOAR. 
Další problém vyplývá ze samotné podstaty tranzistoru. Aby obvodem kolektor-emitor protékal proud, musí být v přechodu BE přítomny nosiče náboje. V okamžiku odpojení řídícího napětí BE nosiče náboje rekombinací zaniknou. Tento proces není okamžitý, má jistou časovou prodlevu, která je úměrně delší, je-li přechod saturován (je-li přítomno více nosičů než odpovídá okamžitému kolektorovému proudu). Ve výkonovém zesilovači se tento jev uplatňuje velmi negativně. Při dvojčinném zapojení protéká proud střídavě z obou větví napájecího zdroje přes výkonové tranzistory do zátěže. V okamžiku průchodu nulou by se měl právě funkční tranzistor uzavřít, díky popsanému jevu ale zůstává ještě pootevřený a protože se začíná otevírat tranzistor opačné větve, proud neprotéká jen do zátěže, ale i do druhé větve napájecího zdroje (tzv. příčný proud). Zdroj je více zatěžován než odpovídá odevzdanému výkonu zátěži, tento rozdíl se musí rozptýlit ve výkonových tranzistorech, neboli klesá účinnost zesilovače. Na nízkých kmitočtech řádu jednotek kilohertzů se jev příliš neuplatní, ale již od asi 10 kHz je jasně patrný. Při buzení zesilovače signálem o velmi strmých náběžných hranách nebo při buzení do silné limitace (nemá-li zesilovač antisaturační obvod), kdy může být rekombinační čas delší než náběžná čí sestupná hrana impulsu, může příčný proud způsobit i zničení zesilovače. 
 
Tranzistory VMOS 
Nejmodernějšími součástkami používanými ve výkonových zesilovačích jsou tranzistory řízené polem. Jejich vlastnosti jsou v mnoha ohledech výhodné, ale protože se stále znovu a znovu v různých publikacích dočítám spoustu “pověr“, vyplývajících zpravidla z autorovi nezkušenosti, pokusím se jejich parametry popsat podrobněji. 
Hlavní předností těchto součástek je vysoká vstupní impedance řídící elektrody. Tato vlastnost, vyplývající ze samotné funkce a výrobní technologie, platí ovšem jen pro statická měření, případně pro nízké kmitočty. Jejich vstupní impedance nemá ale jen složku reálnou, ale i poměrně velkou složku kapacitní. Interní struktura výkonového tranzistoru MOSFET obsahuje obrovské množství paralelně spojených malých tranzistorů. Po sečtení vstupních kapacit je typická celková kapacita GS stowattového latelárního tranzistoru vodivosti N asi 600 pF a asi 1000 pF u vodivosti P, neboť tyto typy potřebují na dosažení přibližně stejných parametrů větší plochu vlastního čipu. Modernější tranzistory vyráběné technologií HEXFET mají vstupní kapacity ještě větší, přibližně dvoj až trojnásobně (při stejné ztrátě PD). Řídící plochy všech “minitranzistorů“ jsou spojeny napařenými vodivými cestami, jejichž tloušťka je ale velmi malá a vlastní odpor je proto relativně velký. U “klasických“ tranzistorů, jistě všem dobře známých, typu 2SK134/2SJ49 (Hitachi), je například tento odpor asi 60 Ohm, u modernějších typů, vyráběných jinou technologií (BUZ, KUN, IRF aj.), je to asi 20 Ohm. Tento odpor spolu se vstupní kapacitou GS rozhodující měrou určují spínací a rozpínací časy těchto tranzistorů. 
Chceme-li proto úplně využít rychlosti těchto součástek, musí být budící stupeň schopen dodat poměrně velký proud. Uvedeme si jednoduchý příklad: Chceme nabít kondenzátor 1000 pF (přibližný ekvivalent VMOS s P kanálem) na napětí 30 V (což je špičková velikost výstupního napětí zesilovače 60 W na zátěži 8 Ohm) při kmitočtu 40 kHz.
 
Potřebujeme proud: I = SR * C 
Kde SR = w * Ušpič. a C je nabíjená kapacita.
 
Vypočteme SR: SR = 2 * p * 40 * 103 * 30 = 7,5 V/µSec
 
Potřebný proud je proto: I = 7,5 * 105 * 1000 * 10-12 = 7,5 mA
 
Vypočtený proud, případně rezervu schopnosti jeho dodání budícím stupněm, musíme ještě asi pětinásobně zvětšit pro dosažení malého zkreslení. 
Z příkladu je vidět, že budící stupeň musí být schopen dodat proud bezmála srovnatelný s proudem pro buzení bipolárních tranzistorů. Tento fakt obzvláště vynikne u zesilovačů větších výkonů, kde je použito paralelní řazení tranzistorů FET a kde je vyšší napájecí napětí. Využijeme-li ovšem plně dosažitelné rychlosti těchto součástek, velmi se zvětší náchylnost k nestabilitám a oscilacím, čehož se, jak se zdá, někteří výrobci obávají. Problém oscilací je výkonových “fetů“ značný. Je zapříčiněn vlastní rychlostí a velkou vstupní impedancí, takže se mnohem více uplatňují různé kapacitní vazby na desce s plošnými spoji a indukčnost přívodů k elektrodám, nicméně problém při dodržení jistých konstrukčních zásad lze vyřešit. 
Dalším důležitým parametrem je odpor DS v sepnutém stavu, tj. tehdy, má-li napětí UGS maximální velikost garantovanou výrobcem. Tento odpor je u starších typů asi 1 až 2 ohmy (2SK134/2SJ49k), u novějších typů je to asi 0,05 až 1 ohm. Velikost tohoto odporu ovlivňuje (zmenšuje) účinnost zesilovače, což je výrazně patrné obzvláště u starších typů a nižších zatěžovacích impedancích (4 až 2 ohmy). Například je-li RDSON = 1 Ohm, vzniká průtokem proudu 5 A úbytek 5 V, nebo-li ztráta činní 25 W. Dobrý bipolární tranzistor má úbytek napětí kolektor-emitor při tomto proudu asi 1 V, nebo-li ztrátu jen 5 W. Důsledkem tohoto jevu je to, že zesilovač osazený tranzistory VMOS musíme napájet (pro dosažení stejného výkonu) vyšším napětím, musí mít více dimenzovaný napájecí zdroj a větší chladiče.
Nejvíce “pověr“ panuje kolem teplotní závislosti proudu IDS při konstantním napětí UGS. Zpravidla je možné se dočíst, že tento koeficient je záporný, nebo-li, že se stoupající teplotou proud IDS klesá. Skutečnost je ale jiná: Při malých proudech je koeficient kladný a teprve při větších, a u některých typů velmi velkých, je záporný. Optimální jsou v tomto ohledu klasické typy Hitachi, neboť mají nulový koeficient při proudu IDS asi 100 mA, což velmi usnadňuje vlastní konstrukci a jsou stále proto ve velké oblibě. Novější typy jiných firem, vyráběné technologií HEXFET (BUZ, KUN, IRF a nové Hitachi) mají nulový koeficient při proudu 3 až 5 A (tranzistory s PD = 75 W), případně 15 až 25 A (PD = 150 W). Při použití novějších typů musíme proto zavést stejnou teplotní vazbu jako u bipolárních tranzistorů. 
Protože je ale u všech typů teplotní koeficient při velkých proudech záporný, nenastává u nich lokální přehřátí jako u bipolárních tranzistorů, je lepší SOAR a tranzistory můžeme impulsně více zatěžovat. Tento fakt, spolu s relativně velkým RDSON , hlavně u starších typů, vede k velmi jednoduchým konstrukcím proudové pojistky, která spočívá pouze v omezení velikosti řídícího napětí UGS Zenerovou diodou. Novější typy musí mít ovšem proudovou pojistku řešenou stejně jako bipolární tranzistory, neboť jejich RDSON je již velmi malý. 
Velkou výhodou “fetů“ jsou velmi krátké spínací a rozpínací časy, neboť se jedná o součástky řízené polem, takže jev rekombinace nosičů náboje u nich nevzniká. Tento fakt umožňuje stavbu zesilovačů, jejichž SR je až 300 V/m s, jinými slovy s výkonovou šířkou pásma až několik Mhz, jak je dobře popsáno v [7].
 
Přechodové zkreslení 
Žádná zesilovací součástka se nechová ideálně. Převodní charakteristika IVÝSTUP/UVSTUP není nikdy lineární. Nelinearita je obzvláště velká v začátku převodní charakteristiky a to u všech druhů součástek. U dvojčinného koncového stupně, pracujícího v třídě B, se tento jev projeví jako tzv. přechodové zkreslení. Přechází-li zesilovací součástka z otevřeného stavu do uzavřeného, sníží se vodivost ještě dříve, než výstupní napětí prochází nulou. Zpětná vazba se snaží tento stav eliminovat a stejnou měrou začne zvyšovat řídící napětí. Protože ale v tomto okamžiku zesilovač pracuje v oblasti největšího SR (U / t), musí smyčka zpětné vazby reagovat velmi rychle, což snadno zvládne na nízkých kmitočtech, ale podstatně hůře na kmitočtech vysokých. Při velmi malých proudech navíc klesá mezní kmitočet tranzistoru a více se uplatňuje zpětnovazební kapacita CB, čímž se popsaný jev ještě zvýrazní. 
Přechodové zkreslení se proto potlačuje zvolením vhodného klidového proudu, jehož velikost volíme tak, aby součástka pracovala v lineárnější části charakteristiky (třída AB). Jeho velikost je zpravidla několik desítek mA u tranzistorů bipolárních, až několik stovek mA u tranzistorů řízených polem. Někteří výrobci volí tento proud ještě podstatně větší, i když ne tak velký, jak by odpovídalo čisté třídě A (např. zesilovače známé firmy Mark Levinson). U nich je jeho velikost zvolena tak, aby výkonové tranzistory pracovaly v nejlineárnější části charakteristiky, kde mají současně i nejlepší dynamické parametry. 
Protože výstupní součástky pracují ve velkém rozsahu teplot, uplatní se v třídě AB velmi znatelně teplotní závislost klidového proudu ICE a IDS. V zesilovači proto musíme zavést vhodnou teplotní vazbu do obvodu, který tento proud řídí. Konkrétní řešení závisí na vlastním zapojení a použitých součástkách, případně na mechanickém provedení přístroje. Nelze je proto přesně specifikovat, záleží spíše na zkušenosti konstruktéra.
 
Paralelní a sériové řazení výstupních součástek 
Paralelní řazení použijeme tehdy, chceme-li dosáhnout výkonů větších než asi 100 W, nebo chceme-li zvětšit spolehlivost zesilovače (viz SOAR). 
Použité součástky musíme vždy vybírat, jejich převodní charakteristika UVSTUP/IVÝSTUP by měla být co nejpodobnější, aby proudové a výkonové zatížení bylo stejnoměrně rozloženo. 
Velmi snadno lze vybírat tranzistory řízené polem. Jejich převodní charakteristika má skoro přesný kvadratický průběh, zvýšení vstupního napětí na dvojnásobek zvětší výstupní proud na čtyřnásobek. Samozřejmě to neplatí na začátku charakteristiky, kdy je závislost odlišná. U výkonových tranzistorů řízených polem začíná kvadratická závislost již od několika desítek mA proudu IDS , stačí proto tranzistory vybrat podle napětí UGS při IDS=100 mA. Měřit můžeme staticky, jak ukazuje obr. 5.
 
Všechny elektrody musíme zablokovat kondenzátory, neboť součástka je velmi náchylná k oscilacím (obzvláště typy N). Měřit při větších IDS musíme ovšem na charakteroskopu, protože v tomto případě se uplatní teplotní závislost IDS . Při statickém měření se tranzistor ohřívá a měření není přesné. Jak jsem ale uvedl, je to celkem zbytečné, což mám ověřeno měřením několika desítek tranzistorů 2SK/2SJ. Malé tolerance v konkrétní aplikaci dále vyrovnává záporný teplotní koeficient proudu IDS. Ještě jedna praktická poznámka: Starší typy by měly být vybrány v toleranci maximálně 100 mV UGS při IDS 100 mA, novější typy, které mají větší strmost, v toleranci 50 mV při stejném proudu. Máme-li k dispozici alespoň 10 kusů, nečiní výběr problém, neboť výrobní technologie je zřejmě velmi dobrá a napětí UGS kolísá od 0,7 do 1,1 V staticky rozloženo kolem Gaussovy křivky (tranzistory 2SK134).
 
Obtížněji se vybírají bipolární tranzistory, neboť jejich strmost (UBE / ICE ) je podstatně větší. Vybírání podle proudové ho zesilovacího činitele nelze použít, protože v typickém zapojení výkonového zesilovače jsou zapojeny jako emitorové sledovače a jsou tedy řízeny napěťově, ne proudově (na proudovém zesilovacím činiteli teoreticky tedy nezáleží). Jediné, co by mělo být v tomto případě dodrženo, je přibližně stejný klidový proud všech paralelních tranzistorů, výběr proto spočívá v co nejmenší toleranci UBE při proudu ICE asi 50 mA, tedy takovém, jaký bude v praktické aplikaci. 
Vyvážení proudů při proudech větších se provádí zmenšením strmosti tranzistorů pomocí záporné zpětné vazby, tvořené malým emitorovým odporem. Velikost tohoto odporu volíme jako kompromis mezi dobrým rozdělením proudů v jednotlivých tranzistorech (čím větší R, tím lépe) a celkovou účinností zesilovače (čím menší R, tím lépe). Typická velikost kolísá mezi 0,1 ohm až do asi 0,5 ohm. Úbytek napětí na tomto odporu se přičítá k saturačnímu úbytku UCE , ale dá se říci, že dobrý bipolární tranzistor i s takovýmto relativně velkým vyrovnávacím (balastním) odporem má přesto stále lepší účinnost než průměrný FET. Ještě kritičtější je ovšem problém výběru tranzistorů v Darlingtonově zapojení.
 
Sériové řazení 
Potřebujeme-li zesilovač většího výkonu nebo máme-li větší zatěžovací impedanci, potřebujeme zesilovač napájet vyšším napětím. Nemáme-li k dispozici tranzistory s dostatečně velkým závěrným napětím, můžeme použít zapojení sériové. Jediná teoretická nevýhoda této koncepce je součet saturačních napětí UCE, ale to prakticky vůbec nevadí, protože tranzistory s nižším závěrným napětím mají zpravidla velké povolené kolektorové proudy a saturační napětí malá. Velikou výhodou je posuv pracovních podmínek do nižších oblastí SOAR, jinými slovy zvětší se zpravidla spolehlivost přístroje. Typické zapojení ukazuje obr. 6. 
Dělič napětí volíme tak, aby napětí U1 bylo: U1 = U / 2 + 2 UBE. 
Poměr R2 a R3 volíme tak, aby střídavé napětí na T3 a T4 bylo stejné. Pro větší výstupní výkony můžeme ještě výkonové tranzistory zapojit také paralelně, pak ovšem platí stejné zásady, jako při prostém paralelním řazení (vyrovnávací odpory).
 
Proudová zatížitelnost 
Poslechovými testy se během let zjistilo, že příznivější hodnocení mají přístroje schopné dodat podstatně větší výstupní proud, než jaký by odpovídal výpočtu z napájecího napětí a jmenovité zátěže. Příčin tohoto jevu je několik: 
První z nich je časté nedodržení jmenovité impedance reproduktorové soustavy mnoha výrobci. Špatně navržená výhybka může způsobit pokles impedance na některém kmitočtu, což může při hudebním signálu iniciovat proudovou pojistku zesilovače, který přejde krátkodobě do ostré limitace, uchem velmi dobře rozeznatelné. Při měření na jmenovité impedanci nezjistíte žádnou chybu, ve spojení s takovou soustavou se ovšem zesilovač “nelíbí“, aniž si ovšem uvědomíme, co je toho příčinou. V této souvislosti nutno ovšem poznamenat, že nedodržování jmenovité impedance nebo uvádění větší než je skutečná, je oblíbená praxe hlavně méně solidních výrobců. Nejčastěji takto šidí zákazníky výrobci “muzikantských“ reproduktorů, protože tímto způsobem se zdánlivě zvětší citlivost reproduktoru. Uvede-li například výrobce jmenovitou impedanci 8 ohm, zatímco skutečná je 6 ohm, pak při povrchním měření, kdy měříme akustický tlak při příkonu 1 W, spolehneme se na údaj výrobce a na reproduktor přivedeme odpovídající střídavé napětí, naměříme potom větší akustický tlak, neboť příkon je ve skutečnost větší. Důsledkem tohoto podvodu může být i zničení reproduktoru. Uvádí-li například výrobce maximální příkon 200 W/ 8 ohm a uživatel použije zesilovač tohoto výkonu, pak v případě nižší impedance, kdy je zesilovač zpravidla schopen dodat větší výkon, se začnou přetěžovat reproduktory a tím se podstatně zkrátí jejich životnost. 
Druhým problémem, a myslím si, že velmi podstatným, je komplexní charakter zátěže. Žádná skutečná zátěž nemá totiž pouze reálný charakter, ale i složku kapacitní a indukční (kapacita přívodních vodičů, jejich indukčnost, impedance výhybky hlavně v oblasti dělících kmitočtů). Potřeba výstupního proudu je jasně patrná na příkladu kapacitní zátěže v sérii se zátěží reálnou (obr. 7).
 
S1 a S2 představují výstupní výkonové tranzistory, které střídavě spínají napětí zdroje do zátěže. Nebude-li v obvodu zapojen kondenzátor, bude velikost výstupního proudu dána vztahem : ± IVÝST = ± U / (RVÝST + R2).
 
Při zapojení kondenzátoru je výstupní proud:  ± IVÝST = (+U + | -U |) / (RVÝST + R2),
nebo-li přesně dvojnásobný! I když v praxi se tento případ nikdy nestane, je často zřejmé, že zesilovač musí být schopen dodat minimálně dvojnásobný proud než jaký odpovídá jmenovité zátěži, případně, že na tento proud by měla být navržena proudová pojistka. Tato úvaha, spolu s kalkulací použití nejmenovitých zatěžovacích impedancí vedla výrobce špičkových přístrojů k použití velkého, na první pohled nesmyslného počtu výstupních tranzistorů. 
Z hlediska výstupního signálu se zesilovač na vysokých kmitočtech chová jako indukčnost, výstupní proud se zpožďuje za vstupním napětím. Bude-li mít zátěž kapacitní charakter, může se výstup chovat jako sériový resonanční obvod a zesilovač se rozkmitá. Z tohoto důvodu musíme zátěž od výstupu oddělit tlumivkou s malou indukčností s paralelním rezistorem, která zmenší “Q“ resonančního obvodu pod kritickou mez. 
Ze stejného důvodu musíme zpravidla před i za tlumivku ještě zařadit sériové členy RC (známé “Boucheroty“). Jakost tlumivky musí být co nejlepší (musí mít malý ss odpor), aby se nezvětšovala výstupní impedance zesilovače na nízkých kmitočtech. Tlumivka musí být proto zhotovena z co nejtlustšího drátu a musí být vzduchová, neboť jakékoliv jádro (jak železné, tak feritové) se velkými proudy přesytí a tlumivka je pak zdrojem zkreslení, mnohdy většího než je zkreslení samotného zesilovače. 
Poslední dobou je věnována velká pozornost odolnosti zesilovače na průnik vf signálu. Výstupní impedance zesilovače je velmi malá na nízkých kmitočtech. Představíme-li si ovšem výstupní obvody tak, jako by v sérii s výkonovými tranzistory byly zapojeny indukčnosti, je patrné, že vf signál má přístup i do smyčky zpětné vazby. Přívody k reproduktorovým soustavám tvoří vlastně potencionální anténu (zvláště u PA systémů, kde mohou být i několik desítek metrů dlouhé). I když je “vnucený“ vf signál velmi malý, může v interní struktuře způsobit různé intermodulace, které se mohou projevit zvětšeným zkreslením nf signálu. 
Výstupní filtr RLC, představující pro vf signály značný útlumový článek, může proto tento jev účinně potlačit (vhodné je samozřejmě výstupní tlumivku umístit co nejblíže reproduktorovým zdířkám). 
Ještě větší pozornost musíme věnovat i průniku vf signálu do vstupu, kam musíme proto zařadit odpovídající filtr RLC nebo RC. Mezní kmitočet tohoto filtru volíme ovšem ještě podle jednoho kritéria. Jak jsem již popisoval, dochází při buzení zesilovače vysokým kmitočtem ke vzniku příčného proudu a ani rychlost přeběhu není nekonečná, takže při vysokých kmitočtech a velkých výstupních úrovních nastává proudová limitace výstupního obvodu. Aby tento jev nevznikal, nesmí být strmost vstupního signálu, který odpovídá plnému výstupnímu napětí, větší, než je zesilovač schopen zpracovat. Jinými slovy, kmitočtová charakteristika zesilovače jako celku musí být stejná při všech výstupních úrovních. To, že někteří výrobci uvádějí kmitočtovou charakteristiku při výkonu asi 1 W, která je zpravidla širší než výkonová šířka pásma (oblast plného výkonu), je evidentní chyba. Takový zesilovač se nebude chovat dobře, jeho zkreslení SID (Slewing Induced Distortion – zkreslení vnucenou rychlostí přeběhu), jak se toto zkreslení nazývá, bude veliké. Volba vstupního filtru je jednoduchá. Změříme kmitočtovou charakteristiku, při které je zesilovač schopen dodat plný výkon bez znatelného zkreslení. Ta sahá u dobře navrženého zesilovače zpravidla do několika set kilohertzů, mezní kmitočet filtru ale zvolíme poněkud nižší (nesmíme zapomenout ani na Rg předpokládaného zdroje signálu).
 
Ochranné obvody 
Při zkratu na výstupu na výstupu, při nedodržení zatěžovací impedance a při komplexní zátěži se mohou přetížit výstupní obvody. Každý zesilovač musí proto obsahovat ochranný obvod. Jeho návrh, který by splňoval podmínku správné funkce ve všech režimech, je ovšem velmi obtížný. 
Nejmenší problémy z jištěním jsou u elektronkových zesilovačů. Elektronky mají v důsledku své konstrukce limitovaný výstupní proud. Nebezpečné je pouze překročení povolené anodové ztráty při déletrvajícím zkratu, proto stačí pouze zapojit do přívodu napájení tavnou pojistku, jiné ochranné obvody se, pokud vím, v elektronkových zesilovačích nepoužívají. 
Snadno lze proudovou pojistku vyřešit u tranzistorů FET, ale jen u typů s relativně velkým RDSON. Při znalosti typické velikosti řídícího napětí UGS pro maximální IDS lze výstupní napětí omezit patřičnou Zenerovou diodou. 
Zde ještě malé odbočení. Výkonové tranzistory VMOS mají typické maximální napětí UGS asi ± 14 V (typy 2SK134/2SJ49) nebo ± 20 V u novějších typů. Toto napětí se nesmí za žádných okolností překročit, neboť izolační vrstva hradla je velmi tenká, snadno se vyšším napětím prorazí a tranzistor se zničí. Zenerova dioda není na čipu zpravidla integrována, protože díky svému, byť malému svodovému proudu zmenšuje vstupní odpor a v aplikacích, kde řídící napětí nemůže překročit povolenou mez, je zbytečná. 
Při použití ve výkonovém zesilovači je situace ovšem odlišná. Řídící napětí (měřeno proti zemi) může mít až velikost napětí napájecího. V okamžiku zkratu výstupu na zemní potenciál řídící napětí (v případě, kdy není nijak omezeno) zcela spolehlivě překročí povolenou mez. Většina výrobců si je toho samozřejmě vědoma a zapojení Zenerovou diodu obsahuje. 
Díky zápornému teplotnímu koeficientu a relativně velké ploše čipu je impulsní zatížitelnost těchto součástek značná. Typická velikost špičkového proudu, zaručená výrobcem, je zpravidla čtyřnásobkem proudu jmenovitého. Je zajímavé, že firma Hitachi u svých tranzistorů impulsní proud neuvádí (alespoň mě se nepodařilo tento údaj nikde nalézt), lze se ale dočíst, že například 100 W tranzistor 2SK134 má impulsní ztrátu 400 W nebo že tento tranzistor bez destrukce “snese“ (samozřejmě opět jen impulsně) teplotu čipu až 300 stupňů Celsia. 
Starší typy tranzistorů jsou díky těmto vlastnostem, plus díky relativně velkému RDSON, který omezuje výstupní proud, poměrně odolné k nešetrnému zacházení, proto jim postačí k ochraně jen zmínění Zenerova dioda. Novější typy s malým RDSON by ovšem měly být navíc vybaveny ochranným obvodem, pracujícím stejně jako při použití bipolárních tranzistorů. 
Bipolární tranzistory, vzhledem ke svému poměrně malému saturačnímu napětí a velké strmosti, nutně vyžadují zařazení obvodu, který způsobí proudovou limitaci, obzvláště jsou-li buzeny ze zdroje napětí. Problematika návrhu takového obvodu je ovšem velmi složitá a pokud je mi známo, není dodnes do detailu vyřešena. 
Uvažujeme-li pouze reálnou zátěž, je návrh jasný a snadný. Obvod je zpravidla konstruován tak, že v sérii se zátěží je zařazen malý rezistor, úbytek napětí na něm vyhodnocuje patřičný obvod, který od jisté velikosti úbytku způsobí omezení budícího napětí. Podmínkou správné činnosti je, aby vyhodnocovací obvod měl hysterezi, aby se nerozkmitával při náběhu a odběhu z funkce. 
Při reálné zátěži, kdy je výstupní napětí i proud ve fázi, je funkce obvodu jasná. Při komplexní zátěži, kdy mezi nimi vzniká fázový posuv, je odvození funkce pojistky z výstupního proudu nedostatečné. Pojistka by v tomto případě měla vyhodnocovat nejen výstupní proud, ale i výstupní napětí, případně i jejich fázový posuv, což je problematika velmi složitá, která by vyžadovala samostatný článek. K tomu se ovšem necítím dostatečně fundován. Velmi slušný rozbor problému najdete v [8]. Jak se zdá, výrobci, spíše než aby tento problém řešili do detailu, předimenzují výstupní obvod, což je ale pochopitelné, neboť kritérií pro návrh je více a stoprocentní funkčnost za všech okolností ani není možné vyřešit.
 
Zpětné vazby 
Každý výkonový zesilovač má v interní struktuře několik (pravidla záporných) zpětných vazeb. Jejich úkolem je zlepšení dílčích vlastností jednotlivých stupňů, byť třeba na úkor celkového zesílení naprázdno. Dřívější návrhy postupovaly tak, že hlavním kritériem bylo právě zesílení naprázdno a předpokládalo se, že o to více pak parametry zlepší celková zpětná vazba. Tato koncepce se ukázala chybná. Takto navržené zesilovače se poslechově “nelíbily“, neboť o to hůře se chovaly v případném nelineárním režimu (viz vznik tranzientního zkreslení). 
Optimalizace návrhu vyžaduje slušné konstruktérské a obvodářské znalosti, velmi dobré přístrojové vybavení, nebudu je proto detailněji popisovat. Velmi dobrý rozbor této problematiky najdete v [9], [10]. Pro ilustraci po jakých detailech lze při návrhu jít, uvedu příklad volby zpětnovazebního rezistoru. Při měření zkreslení se u špičkových přístrojů (se zkreslením pod 0,01%) zjistilo, že některé vykazovaly zvětšení zkreslení pod kmitočtem asi 100 Hz, ačkoliv se zde rezerva zesílení naprázdno nikterak nezmenšuje. Příčina byla prostá, bylo to pouhé výkonové dimenzování zpětnovazebního rezistoru. Ačkoliv byl dimenzován tak, aby jeho ztráta nebyla překročena ani při maximálním výstupním napětí, jeho malá tepelná setrvačnost a s ní spojené nepatrné změny jmenovitého odporu, stačily způsobit změny zesílení i během jedné půlperiody, tedy nelinearitu (zkreslení). Z uvedeného příkladu vyplývá, že je nutné tento rezistor několikanásobně výkonově předimenzovat (oproti vypočtené zatížitelnosti). 
Musím se ještě zmínit o jednom druhu zpětné vazby. Ve výkonovém zesilovači je prakticky skoro nemožné dokonale tepelně svázat tranzistory vstupního obvodu, případně je vybrat tak, aby jejich zesilovací činitel byl naprosto stejný. Výsledkem je napěťový posuv výstupního ss napětí, který se s teplotou mění. Není sice nijak velký, protože ze ss hlediska je zpětná vazba stoprocentní, existuje nicméně zapojení, které i tento malý nedostatek napraví. 
Princip spočívá v použití monolitického operačního zesilovače, který má zpravidla velmi malý výstupní posuv, do ss smyčky záporné zpětné vazby výkonového zesilovače. Operační zesilovač je zapojen jako integrátor s velmi nízkým mezním kmitočtem (řádově jednotky Hz i méně), který proto vyhodnocuje prakticky jen ss napětí na výstupu zesilovače a svým výstupem řídí některý ze vstupů řízeného zesilovače. Protože zesilovač může teoreticky pracovat jako neinvertující i invertující a stejně tak i integrátor, nabízejí se ovšem čtyři varianty zapojení, obr. 8a až d.
 
Nejčastěji se používá zapojení podle obr. 8b. Dolní mezní kmitočet zesilovače je dán mezním kmitočtem integrátoru, který vypočteme ze vztahu: fd = 1 / (2¶ * R1*C1), přičemž musí platit R1C1 = R2C2. Pro dostatečně nízké kmitočty a současně a současně přijatelné rozměry kondenzátorů, vychází odpor řádově jednotky MW . Z tohoto důvodu musíme na místě integrátoru použít OZ velmi velkým vstupním odporem, tedy zpravidla takový, který má ve vstupním obvodu tranzistory řízené polem.
 
Doplňkové obvody výkonových zesilovačů - Symetrický vstup 
Symetrické vstupy a výstupy se používají v profesionální zvukařské praxi (a obecně ve sdělovací a spojové technice) již řadu let. Po zavedení digitálního záznamu začíná pronikat tento způsob propojení i do přístrojů pro domácí použití. Kromě větší složitosti, a z ní plynoucích větších nákladů, má tento způsob dvě veliké výhody. 
První z nich je podstatně větší odolnost proto pronikání rušivého pole do vstupu zesilovače. Umístíme-li dva souběžné vodiče do homogenního rušivého pole, bude se do nich indukovat rušivé napětí stejné velikosti a fáze. Po přivedení tohoto napětí na dva vstupy zesilovače, z nichž jeden fázi neotáčí a druhý ano, bude toto napětí (v případě, kdy mají tyto vstupy absolutně stejné zesílení a stejnou fázovou charakteristiku) po sečtení v následujícím stupni zcela potlačeno. Přenášený signál bude zesílen, neboť má v obu vodičích opačnou fázi. 
Druhou výhodou je možnost galvanického oddělení zemního potenciálu spojovaných přístrojů. Protože obecně platí, že zemní potenciál dvou přístrojů není nikdy dokonale stejný,, prochází při normálním propojení zemním vodičem vyrovnávací proud. Pracovní zem přístroje nemá nulový odpor, průchodem vyrovnávacího proudu je zemní potenciál vstupního obvodu návazného přístroje modulován (nejedná se totiž jen o ss proud, ale i o “zbytky“ síťového kmitočtu a jejich násobky, což způsobí, že se brum přenese i na vstup a je pak dále náležitě zesílen. Problematika je ještě složitější i přístrojů první bezpečnostní třídy, které mají kostru a zpravidla i pracovní zem připojenou na ochranný vodič. Připojíme-li dva takovéto přístroje, vytvoří se smyčka, do které se indukují rozptylová pole transformátorů a silových rozvodů. Problematika propojování a zemnění je dobře popsána v [11]. 
Optimálním řešením je proto použití vazebního transformátoru, neboť ten všechny uvedené problémy řeší beze zbytku. Vyrobit ovšem transformátor, který má přenášet kmitočty od 20 do asi 100 kHz (při dostatečné vstupní impedanci), je velmi obtížné a je proto velmi drahý.
 
Druhou možností je použití symetrického (“přístrojového“) zesilovače, jehož nejčastější zapojení ukazuje obr. 9. 
Při pečlivém návrhu a použití přesných součástek je toto řešení symetrického vstupu skoro stejně dobré ( z hlediska zemních smyček) jako oddělovací transformátor. V některých ohledech je i lepší (šířka pásma, vstupní impedance).
 
Indikační obvody 
Indikace velikosti nějaké veličiny má smysl pouze tehdy, je-li mám naměřený údaj k něčemu dobrý. V této souvislosti mě osobně jakékoliv “měření“ výstupního výkonu zesilovače připadá nesmyslné, neboť z celé dynamické škály mě zajímá pouze ten bod, kdy se výstupní napětí dostane do limitace. Protože člověk je ale tvor hravý, kterému se líbí věci blýskavé i barevné, výrobci komerčních přístrojů vybavují často i zesilovače různými pseudoukazateli výstupního výkonu, zpravidla velmi ošizenými. Ošizenými proto, že v naprosté většině ukazují jen výstupní napětí zesilovače. Jsou kalibrovány zpravidla jen pro reálnou zátěž a jmenovitou (zpravidla větší) zatěžovací impedanci, měli by se proto spíše nazývat indikátory vybuzení. Mají snad pouze jakési opodstatnění u PA systémů, kde bývá zesilovačů více a indikátor slouží pro srovnání vzájemných citlivostí (jsou-li použity různé zesilovače). 
Výrobci špičkových přístrojů, sloužících především znalcům, většinou ukazatele výstupního výkonu nepoužívají. Je-li zesilovač nějakým vybaven, pak pouze indikátorem limitace. Limitaci, nebo-li stav, kdy se špičkové výstupní napětí blíží napětí napájecímu, lze indikovat velmi snadno. Nejlepší je ten způsob, kdy se výstupní napětí a napětí napájecí přivede na vstupy komparátoru (samozřejmě přes dělič napětí). Po logickém sečtení výstupních napětí dvou takových komparátorů, z nichž každý hlídá jednu polaritu napětí, a po následném prodloužení impulsu (velká setrvačnost oka) monostabilním klopným obvodem získáme při použití rychlých komparátorů precizní indikátor limitace, schopný “zachytit“ i velmi krátké špičky.
 
Ochrana reproduktorů 
Prorazí-li se výstupní tranzistor, objeví se na výstupu plné napájecí napětí. Reproduktorem protéká ss proud, který zpravidla (leště dříve než se přepálí tavná pojistka v přívodu napájení) reproduktor spolehlivě zničí. V každém zesilovači se musí s touto možností počítat, musí proto obsahovat obvod, který zátěž v tomto případě okamžitě odpojí. Nejprimitivnější, nicméně funkčně zcela dostačující řešení ukazuje obr. 10. Jediným nedostatkem je to, že obvod lze použít jen u zesilovačů s větším výkonem, které mají napájecí napětí větší, než je zapalovací napětí použitého diaku.
 
Lepší řešení je použití výstupního relé. Řídící obvod relé může mít, kromě ochrany před ss napětím, ještě další funkce. Při zapnutí přístroje, kdy se ustalují pracovní body, může například zesilovač kmitat nebo mít na výstupu ss napětí, což jsou ony známé rázy v reproduktoru u zesilovačů mizerných kvalit. Řídící obvod musí proto ještě pracovat tak, že zátěž připojí až chvíli po zapnutí a okamžitě odpojí při vypnutí (ještě dříve než se stačí vybít filtrační kondenzátor). Do funkce ochranného obvodu můžeme zahrnout i tepelnou pojistku, hlídající teplotu chladičů.
 
Měkký náběh zdroje 
V okamžiku zapnutí vznikne (vlivem magnetizačního proudu transformátoru a nenabitého filtračního kondenzátoru zdroje) velký impulsní odběr, který je tím větší, čím více se průběh síťového napětí v okamžiku zapnutí blíží 90 nebo 270 stupňům periody. U zesilovačů většího výkonu (asi od 200 W na kanál), jejichž síťový transformátor a filtrační kapacity jsou již značně velké, může být proudový náraz tak silný, že způsobí výpadek běžného 10 A jističe v síťovém rozvodu. Vnitřní odpor velkého transformátoru takovýchto zesilovačů je tak malý, že jeho zkratový příkon může dosáhnout několik kW, jinými slovy nabíjecí proudy filtračního kondenzátoru dosahují desítek ampérů. Tento proud je zpravidla větší než maximální proud povolený výrobcem, což vede ke značnému snížení životnosti kondenzátorů, neboť se časem přepálí vnitřní přívod k elektrodám. 
Z pops
Doprava ZDARMA

Doprava zdarma

Váš košík

Košík je prázdný

Napište nám

... nebo na email: hifimarket (zavináč) hifimarket.cz

Novinky v Hi-Fi marketu

  •  Sledujte Novinky, Zprávy & Tipy na našem Facebooku!

Sledujte naše Novinky na Facebooku

Přihlášení zákazníka

Newsletter - odběr novinek

Doprava na Slovensko